Aktuální vydání

celé číslo

01

2024

Automatizace skladování, logistiky a manipulace s materiálem

Programovatelné automaty, průmyslové počítače, jednotky I/O, bezpečnostní systémy

celé číslo

Měřicí obvody indukčních průtokoměrů (část 1)

číslo 11/2005

Měřicí obvody indukčních průtokoměrů (část 1)

Stanislav Ďaďo

Příspěvek podává systematický přehled měřicích metod a obvodů specifických pro elektromagnetické (indukční) průtokoměry a jeho cílem je umožnit širokému okruhu uživatelů hlouběji poznat principy činnosti měřicích obvodů těchto velmi rozšířených přístrojů. Pozornost je nejprve věnována metodám používaným k potlačení vlivu rušivých složek působících na elektrodách měřicí trubice průtokoměru. Postupy uvedené v příspěvku jsou použitelné i pro eliminaci rušení mimo oblast měření průtoku. Dále se příspěvek zabývá vybranými aspekty použití indukčních průtokoměrů v praxi. Diskutovány jsou výběr parametrů magnetického pole, vliv nesprávného zemnění, problémy při kapacitní vazbě elektrod a vstupních obvodů, obvody pro diagnostiku, napájení průtokoměru z proudové smyčky (dvouvodičové připojení průtokoměru), možnosti potlačení souhlasného rušení apod. Tématem příspěvku jsou výhradně vlastní měřicí obvody indukčních průtokoměrů. Návaznými obecnými metodami sběru, přenosu a zpracování naměřených dat se autor nezabývá.

1. Úvod

Indukční, přesněji elektromagnetické [4] průtokoměry patří k dlouho známým a stále moderním přístrojům pro měření průtoku [3]. Z různých úhlů pohledu jsou popsány v mnoha článcích a publikacích. Přesto se však při výkladu o jejich činnosti, zejména v aplikačně orientovaných publikacích, vyskytuje mnoho nejasností. Tak je tomu zejména při popisu funkce měřicích obvodů, často patentově chráněných, kdy z pochopitelných důvodů je výklad veden tak, že hledání podstaty měřicího algoritmu je úkol téměř detektivní.

Ani autor sám nemohl mít k dispozici dostatečně podrobné popisy jednotlivých metod, a proto bylo nutné zjistit jejich podstatu analogií s obdobnými postupy využívanými v měřicí technice nebo na základě fyzikální podstaty popisovaného procesu. Obecně používané metody sběru dat z výstupů průtokoměrů nebo číslicové komunikace s nadřazenými zařízeními (sběrnice) jsou v příspěvku záměrně pominuty, jelikož z hlediska vlastních průtokoměrů nepřinášejí nic specifického. Pominuta je i oblast dalšího zpracování výstupních dat (postprocessing), protože jde o metody obecně známé a všeobecně používané.

2. Princip elektromagnetického průtokoměru

Jako základ dalšího výkladu je na obr. 1 uveden velmi dobře známý princip elektromagnetického průtokoměru. Téměř všechna odvození vzniku napětí U na elektrodách při pohybu náboje q rychlostí v v magnetickém poli o indukci B uváděná v literatuře se opírají o Faradayův indukční zákon, tj. vznik napětí je vysvětlován jako důsledek časové změny magnetického toku při pohybu myšleného vodiče – vodivé kapaliny v potrubí [13], [16].

Obr. 1.

Obr. 1. Princip elektromagnetického průtokoměru: A – plocha elektrod, D – průměr potrubí (osa elektrod), B – magnetická indukce, U – napětí na elektrodách

Názornější je vysvětlení vzniku napětí na elektrodách jako důsledku působení Lorentzova zákona, určujícího magnetické síly působící na náboj q pohybující se v magnetickém poli o indukci B rychlostí v a elektrické síly působící na tentýž náboj v elektrickém poli o intenzitě E [1].

Síla Fm vyvolaná magnetickým polem a vychylující náboj q, jenž se pohybuje rychlostí v, je dána vektorovým součinem

Fm = q(v × B)     (1)

a její směr je určen podle pravidla pravé ruky. V situaci znázorněné na obr. 2 má podle tohoto pravidla síla směr od pozorovatele. Vychýlené náboje q se usazují na elektrodách a vytvářejí rozdíl potenciálů – napětí U. Hodnota intenzity elektrického pole je, za předpokladu jeho homogenity, dána napětím na elektrodách U a vzdáleností mezi nimi D

|E| = U/D     (2)

Elektrická síla působí na elektrické náboje v opačném směru než magnetická síla a je dána rovněž Lorentzovým zákonem

Fe = q E     (3)

Rovnováha nastane při rovnosti obou sil, takže pro homogenní magnetické i elektrické pole s orientací podle obr. 2 platí pro napětí mezi elektrodami známá závislost [1]

U = vBD     (4)

platná za předpokladu plynoucího z pravidel vektorového součinu, tj. při ose (spojnici) elektrod kolmé na rovinu, v níž leží navzájem kolmé vektory B a v.

Obr. 2.

Obr. 2. Elektrická síla Fe a magnetická síla Fm působící na elektrický náboj q s rychlostí v v poli: a) elektrickém, b) magnetickém (Lorentzův zákon)

Podle Faradayova zákona je napětí U na vodiči o délce D pohybujícím se v magnetickém poli o indukci B rychlostí v dáno vztahem formálně stejným jako v (4). Avšak fyzikální podstata vzniku napětí U v elektromagnetických průtokoměrech spíše odpovídá Hallovu jevu u polovodičů než Faradayovu zákonu.

3. Základní úkoly měřicích obvodů

Na elektrodách měřicí trubice elektromagnetického průtokoměru jsou spolu s užitečným signálem, který odpovídá rychlosti proudění média, přítomna také rušivá napětí, mající původ v měřené kapalině, vlastnostech potrubí a elektrických obvodech generujících časově proměnné magnetického pole.

V měřené kapalině mohou jako zdroje rušení působit elektrochemické reakce na elektrodách, tření nebo nárazy pevných částic unášených kapalinou na elektrody, vzduchové bubliny nebo vzduchové kapsy apod. – viz [13], [19].

Potrubí může být příčinou rušení, jestliže vibruje, vznikají-li na jeho vnitřní stěně nánosy či povlaky apod.

Obr. 3.

Obr. 3. Druhy magnetického pole používané u elektromagnetických průtokoměrů

Obvody pro generování magnetického pole vedou ke vzniku mnoha typů rušivých signálů elektrické povahy. Jde především o transformaci rušivého napětí z těchto obvodů do citlivých částí měřicího obvodu, vznik vířivých proudů, průnik vysokofrekvenčních napětí, kolísání síťového napětí, rušivé proudy vznikající v důsledku nesprávného zemnění apod.

Zjevným úkolem měřicích obvodů indukčních průtokoměrů je zmenšit úrovně rušivých signálů, nebo přesněji zvětšit odstup užitečného signálu od šumu. Některé příčiny šumu lze vyloučit správným návrhem průtokoměru – např. stíněním, aktivním stíněním, použitím speciálních stíněných kabelů, správným zemněním apod. Ve většině případů je však nutné použít měřicí obvody přizpůsobené dané úloze.

4. Průběhy magnetického pole využívané v průtokoměrech

V souladu se základním vztahem pro napětí na elektrodách je koncepce měřicích obvodů v zásadě dána časovým průběhem magnetické indukce B(t). Druhy magnetického pole používané u elektromagnetických průtokoměrů jsou uvedeny na obr. 3.

Vlastnosti průtokoměrů a koncepce měřicích obvodů se zásadně liší v závislosti na tom, zda je použito magnetického pole stejnosměrné nebo střídavé.

5. Stejnosměrné magnetické pole

5.1 Základní vlastnosti
Stejnosměrné magnetické pole je výhodné z hlediska jednoduché konstrukce magnetických obvodů (stačí permanentní magnety), avšak přináší problémy se zpracováním malých stejnosměrných napětí. Ještě vážnějším nedostatkem je možnost vzniku elektrolýzy v proudící kapalině.

Rovněž realizace stejnosměrných zesilovačů pro signály o tak nízkých úrovních, jaké se vyskytují při malých průtocích (řádově několik milivoltů pro rychlosti kolem 1 m·s–1), je obtížná. Příčinou je samovolný posuv nuly – drift stejnosměrných zesilovačů a šum charakteru 1/f („růžový„ šum, jehož výkonová spektrální hustota roste s klesající frekvencí).

Stejnosměrné magnetické pole je však velmi vhodné pro měření rychlých změn (pulsací) rychlosti, pokud se současně nevyžaduje informace o časově stálé (střední hodnotě) rychlosti proudění. V tomto případě je k dalšímu zpracování signálu možné použít střídavé zesilovače. Nutnost eliminace střídavých rušivých signálů však zůstává.

5.2 Rušivé složky při stejnosměrném magnetickém poli
Stejnosměrná složka rušivého napětí Ussv představuje souhrn stejnosměrných a pomalu proměnných napětí vyvolaných elektrochemickými, elektrostatickými a popř. i termoelektrickými jevy na elektrodách (elektrochemické napětí, polarizace elektrod, styk dvou vodičů z různých materiálů) a kontaktními potenciály. Uplatní se při stejnosměrném budicím magnetickém poli proto, že ji nelze (např. frekvenčně) odlišit od užitečného napětí při pomalých změnách měřené rychlosti.

Při stejnosměrném magnetickém poli se u průtokoměru může nepříznivě projevit také vliv kolísání intenzity zemského magnetického pole.

6. Střídavé magnetická pole

6.1 Harmonický průběh magnetického pole

6.1.1 Základní charakteristika
Střídavé harmonické magnetické pole umožňuje pomocí horní propusti oddělit rušivá stejnosměrná napětí a použít střídavé zesilovače, v nichž se neprojevuje rušivý samovolný posuv nuly (drift).

6.1.2 Složky napětí na elektrodách při harmonickém průběhu magnetického pole
Základní vztah (4) pro napětí na elektrodách indukčního průtokoměru nerespektuje přítomnost rušivých napětí, která mohou zásadně ovlivnit nebo i znemožnit funkci průtokoměru. Za předpokladu, že rušivá napětí jsou malá a nezpůsobují vznik nelineárního chování elektrické části průtokoměru (např. nasycení zesilovače), je výsledné napětí na elektrodách uve(t) dáno součtem užitečného napětí signálu usig(t) a rušivých složek podle vztahu (viz [2], [8])

uve(t) = usig(t) + usta(t) + usts(t) + Ussv     (5)

kde složka usta(t) představuje souhrnný účinek rušivých střídavých asynchronních napětí s průběhem magnetické indukce, tj. zjednodušeně složek s kmitočty jinými, než je kmitočet periodické změny indukce B(t) magnetického pole, a složka usts(t) odpovídá rušivým střídavým napětím s kmitočty odpovídajícími průběhu magnetické indukce B(t).

Stejnosměrnou rušivou složku Ussv lze při použití střídavého magnetického pole v dalším zpracování signálu vyloučit např. kapacitní vazbou s rezistorem na vstupu operačního zesilovače (filtrace horní propustí).

Asynchronní rušení usta(t) je způsobeno především průnikem napětí o síťovém kmitočtu 50 Hz do měřicího obvodu (zejména do vstupu zesilovače) kapacitní nebo indukční vazbou. Proto je vhodné vybrat kmitočet budicího pole tak, aby neodpovídal síťovému kmitočtu ani jeho celočíselným násobkům (harmonickým).

Jestliže se kapalina nepohybuje, jsou na vstupu měřicího obvodu přítomny pouze rušivé signály. Tuto skutečnost by bylo možné využít k jejich potlačení. Avšak úroveň rušivých signálů usta(t) kolísá (např. při pokrývání elektrod vrstvou složek kapaliny během procesu), a proto je kalibrací při nulovém průtoku nelze zcela potlačit. Jedinou racionální metodou je udržet tato napětí na minimální úrovni.

Používají se také metody potlačení rušivých signálů známé ze stejnosměrných číslicových voltmetrů, tj. integrace signálu po dobu rovnou celočíselnému násobku kmitočtu dominantního rušivého signálu (sítě). Při číslicovém zpracování signálu lze potlačení rušivých složek dosáhnout také vhodnou volbou vzorkovacího kmitočtu vzhledem ke kmitočtu sítě.

Synchronní složky rušení, zastoupené v (5) členem usts(t), mají stejnou frekvenci jako budicí magnetické pole. Příčiny jejich vzniku jsou dvě:

  • transformace, když rozptylové pole budicích cívek při buzení harmonickým průběhem B = Bmax sin wt proniká do smyčky tvořené přívody od elektrod ke vstupu zesilovače (obdobně jako u vinutí transformátoru); jde v podstatě o přenos napětí vzájemnou indukčností mezi budicími cívkami a vstupní smyčkou, jehož průnik by byl nulový, pokud by všechny siločáry magnetického pole byly rovnoběžné s plochou smyčky; protože takového stavu nelze dosáhnout, je v praxi složka usts(t) vždy nenulová (k potlačení usts(t) je v principu možné použít malou otočnou cívku snímající rušivé napětí, které se odečte od vstupního signálu),

  • vířivé proudy, neboť střídavé magnetické pole vyvolává ve vodivé kapalině mezi elektrodami složku napětí o velikosti dané Faradayovým zákonem, tj. úměrné rychlosti změny magnetického toku v čase (FF/dt); ve vodivé kapalině vznikají vířivé proudy a jim odpovídající napětí na elektrodách [6].

V literatuře o elektromagnetických průtokoměrech jsou často obě uvedené složky rušení směšovány. Zásadní rozdíl mezi nimi ale spočívá v tom, že rušení vyvolané vířivými proudy (eddy currents noise) je nenulové i za situace, kdy pole je homogenní a plocha přívodní smyčky je přesně rovnoběžná se siločárami B(t).

Obě složky rušivého napětí usts(t) jsou v případě harmonického průběhu B(t) = Bmaxsin w(t) úměrné derivaci dB/dt = –wBmaxcos wt (a jsou tedy fázově o 90° posunuté vzhledem k užitečné složce a průběhu indukce magnetického pole).

6.2 Potlačení střídavých složek rušení při harmonickém průběhu magnetického pole

6.2.1 Koherentní demodulace
Rušivá střídavá napětí mohou být potlačena použitím zobecněných metod koherentní demodulace. Základní podmínka pro jejich použití je apriorní znalost frekvence signálu. Ta je u střídavých magnetických polí snadno splnitelná, jelikož frekvence užitečného napětí na elektrodách a frekvence periodického průběhu magnetického pole jsou stejné a předem známé.

Koherentní demodulace umožňuje vyhodnotit i signály s úrovní hluboko pod úrovní šumu – je to ostatně jediná metoda, jak změřit (teoreticky) libovolně malou amplitudu signálu nacházející se pod úrovní rušení.

Z uvedených důvodů je použití střídavého magnetického pole mnohem výhodnější a v různých formách se používá v téměř všech konstrukcích elektromagnetických průtokoměrů.

6.2.2 Základní vlastnosti koherentní demodulace
Ideální koherentní demodulátor je tvořen násobicím členem (analogová násobička, nebo častěji spínač pracující v rytmu referenčního napětí) a dolní propustí s přenosovou charakteristikou KDP(f). Jedním vstupem do násobičky je měřicí signál z elektrod a druhým referenční signál s frekvencí shodnou s frekvencí měřicího signálu (bývá odvozena z napětí budicího magnetické pole, obr. 4a).

Obr. 4.

Obr. 4. Koherentní demodulace: a) ideální koherentní demodulátor, b) amplitudová frekvenční charakteristika Kkd(f) reálného koherentního demodulátoru s náhradou součinového obvodu spínači ovládanými pravoúhlým referenčním napětím (f – frekvence, n – řád harmonické referenčního signálu)

Vedle přenosové charakteristiky jsou u demodulátoru důležité také fázová citlivost a míra potlačení rušivé kvadraturní složky.

Co se týče přenosové charakteristiky, přispívají k napětí na výstupu dolní propusti (integrátoru) vstupní signály o kmitočtech ležících v okolí harmonických referenčního signálu [7]. Koherentní demodulátor se pak chová jako řada pásmových propustí (obr. 4b) rozložených kolem harmonických referenčního signálu (tzv. hřebenový filtr).

Šíři pásma pásmové propusti lze téměř libovolně zmenšovat zvětšováním časové konstanty t dolní propusti, takže na výstupu se uplatní jen nepatrná část šumu. Avšak velká časová konstanta t dolní propusti současně znamená zpomalení reakce na změny signálu (rychlosti proudění). K přibližnému ustálení signálu po jeho skokové změně dochází až za dobu rovnou 3 až 5 t.

Místo pojmu „časová konstanta„ se v terminologii průtokoměrů používá ne zcela správné označení „tlumení“ (damping), pravděpodobně odvozené od útlumu oscilačních přechodových jevů v důsledku potlačení vyšších kmitočtů zvětšením časové konstanty dolní propusti.

Fázová citlivost je další významnou vlastností koherentní demodulace. Jak lze odvodit ze součinu časového průběhu referenčního a signálního napětí, je výstupní napětí za dolní propustí dáno vztahem

U = KdUsUrcos j     (6)

kde j je fázový úhel mezi signálním napětím harmonického průběhu s amplitudou Us a první harmonickou referenčního napětím s amplitudou Ur, Kd konstanta závislá na obvodovém řešení demodulátoru.

Způsob potlačení kvadraturní složky plyne ze vztahu (6), z něhož je patrné, že napětí signálu posunuté oproti referenčnímu signálu o j = 90° (tzv. kvadraturní složka) nebude přispívat k hodnotě výstupního napětí demodulátoru.

Složky rušivých napětí vzniklé transformací nebo v důsledku vířivých proudů, které jsou proti napětí budícímu magnetické pole posunuty právě o 90°, tedy budou koherentní demodulací potlačeny.

Podmínka fázového posuvu mezi signálem a magnetickým polem o 90° není splněna vždy. Pak nelze rušivou kvadraturní složku zcela potlačit.

Problémy s potlačením kvadraturní složky se vyskytují zejména v situacích, kdy v důsledku chemicky netečného izolačního povlaku elektrod vzniká účinkem kapacit kapalina – elektroda přídavný fázový posuv, při opotřebovávání povlaku popř. ještě proměnný. Při příliš velké amplitudě kvadraturní složky se obvody demodulátoru mohou dostat do nelineární pracovní oblasti, a tudíž mohou být vyřazeny z funkce.

Ekvivalentní přenosová charakteristika koherentního demodulátoru na obr. 4b ukazuje, že také dochází k potlačení asynchronního rušení usta(t), jestliže jeho kmitočet neleží v propustných pásmech okolo harmonických referenčního signálu.

6.3 Potlačení rušení volbou tvaru časového průběhu magnetického pole

6.3.1 Impulsní magnetické pole
Impulsní magnetické pole je výhodné zejména tehdy, kdy již nelze zvyšovat výkon budicího zdroje pro tepelné přetížení cívek určených k vytváření magnetického pole. Cívky jsou napájeny napětím ve tvaru úzkých impulsů o velké amplitudě a generují magnetické pole impulsního charakteru. Poměr šířky impulsu k mezeře impulsního průběhu je přitom volen tak, aby střední hodnota rozptýleného výkonu nepřekročila dovolenou hodnotu.

Obr. 5.

Obr. 5. Impulsní magnetické pole: a) zákmity na hranách signálu při strmém impulsním průběhu magnetického pole B(t), b) poloha intervalů vzorkování k derivačním špičkám napětí na elektrodách

Magnetické pole ve tvaru úzkých impulsů se používá např. v indukčních průtokoměrech průtoku krve v cévách, kdy jsou vyžadovány minimální rozměry cívek. Při impulsním buzení vznikají v důsledku indukčností a kapacit cívek impulsy napětí na elektrodách vykazující výrazné zákmity v okolí hran (obr. 5a). Kmitočet zákmitů je určen indukčností a parazitními kapacitami vinutí. Proto musí být amplituda napětí (vzorkování) odečítána až po ustálení zákmitů na místě blízkém k závěrné hraně (obr. 5b). Vzorkováním napětí po skončení impulsu (B = 0) a zákmitů průběhu se získá napětí Uro, které odpovídá rušivým složkám přítomným na elektrodách i při nulové rychlosti proudění. Hodnotu Uro je možné použít pro korekci nuly průtokoměru.

Minimální šíře impulsu ti je určena dobou ustálení zákmitů. Tím je také určena maximální hodnota indukce B(t) při povoleném rozptýleném výkonu. Proto další zvýšení intenzity magnetického pole vyžaduje zvětšení opakovací periody Tp za cenu zpomalení reakce přístroje na změny rychlosti proudění.

6.3.2 Impulsní stejnosměrné magnetické pole
Ke generování magnetického pole obdélníkového nebo lichoběžníkového průběhu se používá spínaný stejnosměrný zdroj. Komutační spínače připojují ke zdroji stejnosměrného napětí cívky tak, aby se polarita magnetické pole s přibližně lichoběžníkovým průběhem střídala. V terminologii elektromagnetických průtokoměrů je tento způsob buzení ne zcela korektně označován jako impulsní stejnosměrné magnetické pole.

Jak již bylo uvedeno, rušení mající původ v transformaci a vzniku vířivých proudů je úměrné rychlosti časové změny magnetického pole. Při pravoúhlém průběhu magnetické indukce B(t) nevzniká v úsecích s B(t) konstantní rušivé napětí transformací (dF/dt = 0) a vířivé proudy jsou rovněž nulové. Změřením napětí na elektrodách v těchto časových intervalech (tj. vzorkováním) se získá užitečný signál, jenž odpovídá rychlosti bez účinku synchronního rušení.

Ideálně pravoúhlý průběh B(t) je však nerealizovatelný a nevhodný, jelikož při skokových změnách (hrany obdélníka) pronikají do vstupního obvodu úzké impulsy o velké amplitudě, které by mohly po jistou dobu uvést zesilovač do stavu nasycení (obr. 5). Návrat z nasyceného stavu může trvat dlouho a působí nepříznivě na dynamické vlastnosti obvodu. Navíc úzké impulsy (derivační špičky) způsobí vybuzení tlumených kmitů rezonančního obvodu tvořeného indukčností a parazitní kapacitou budicích cívek. Vhodnější je proto lichoběžníkový průběh B(t) a tomu (v ideálním případě) odpovídající analogický průběh napětí, jak je znázorněno na obr. 6.

6.3.3 Koherentní vzorkování a průměrování při lichoběžníkovém průběhu B(t)
Při lichoběžníkovém průběhu magnetické indukce je signál zpracováván koherentním vzorkováním. Jde vlastně o zobecněný postup koherentní demodulace. Úlohu referenčního napětí zde hraje řídicí impulsní signál, který ovládá spínač vzorkovacího obvodu. V souladu s podmínkami fungování koherentní demodulace musí být kmitočet vzorkování roven celočíselnému násobku kmitočtu signálu a vzorky se odebírají ve stejných místech časového průběhu signálu, opakujícího se s periodou Tc.

Obr. 6.

Obr. 6. Koherentní vzorkování signálu při lichoběžníkovém průběhu magnetické indukce [3] (viz text)

Princip je ukázán na obr. 6, kde jsou znázorněny průběhy užitečných uu(t) a rušivých ur(t) napětí při buzení impulsním stejnosměrným magnetickým polem a stálé rychlosti proudění. Napětí příslušné vířivým proudům vzniká pouze při růstu (tr) a poklesu (tk) magnetického pole. V úsecích, kde je B(t) beze změny, se uplatní jen pomalu se měnící rušivé napětí un a rušivý průnik síťového napětí us (na elektrodách je součet průběhů obou těchto napětí).

Odečtením hodnot vzorků napětí získaných v intervalech tv1 a tv2 ke konci kladné a následně záporné půlvlny se zdvojnásobí citlivost a potlačí se rušivé napětí UN, tj. podle obr. 6 platí

(UN + UM) – (UN – UM) = 2UM     (7)

Koherentním vzorkováním napětí mezi elektrodami v době, kdy B(t) je konstantní, a výpočtem rozdílu hodnot vzorků je možné potlačit také pomalu proměnná rušivá napětí un, jak je znázorněno na obr. 5. Správnou hodnotu napětí na elektrodách lze tedy určit již během jedné periody průběhu budicího napětí.

Převodem hodnot vzorků do číslicového tvaru a následnou číslicovou filtrací s přenosovou charakteristikou typu dolní propust vznikne číslicová verze koherentní demodulace.

Místo explicitní číslicové filtrace lze také použít jednodušší algoritmus výpočtu průměru ze zvoleného počtu N vzorků. Pokud je vzorkování koherentní, části vzorků odpovídající užitečnému signálu Us se sčítají aritmeticky a výsledkem je průměrná hodnota NUs/N = Us. Průměrná hodnota rušivých složek náhodného charakteru se střední kvadratickou hodnotou ür2 je přibližně rovna

Rovnice 8

Výsledkem tohoto tzv. koherentního průměrování nebo koherentní integrace je nárůst poměru signálu k šumu z původní hodnoty Us/ur na hodnotu ÖN krát větší [7].

Kolísání nuly (drift) je koherentním vzorkováním automaticky potlačeno, takže, na rozdíl od průtokoměrů se střídavým harmonickým průběhem magnetického pole, není nutné pracné nulování měřením signálu při nulové rychlosti proudění.

Opakovací frekvence spínání magnetických impulsů obvykle bývá desetina až šestina frekvence elektrorozvodné sítě, tedy asi 5 až 10 Hz, může však být i větší (asi 30 Hz). Volí se tak, aby průběh magnetického pole při obou polaritách vykazoval dostatečně dlouhý úsek se stálou hodnotou magnetické indukce B vhodný pro koherentní vzorkování napětí na elektrodách.

Z hlediska potlačení průniku napětí o frekvenci sítě je výhodné, aby jednotlivé úseky průběhu na obr. 6 odpovídaly celočíselným násobkům periody sítě a začátek průběhu byl synchronizován s průchodem síťového napětí nulou. Pak je možné koherentní integrací v dalším zpracování průnik ze sítě vyloučit.

K napájení cívek postačí proud v rozmezí 0,1 až 0,25 A, potřebný výkon je asi 24 V·A [5].

Pořizovací ceny impulsně buzených průtokoměrů jsou v porovnání se střídavými průtokoměry s harmonickým průběhem asi čtvrtinové. Jejich nevýhodou je pomalejší reakce, způsobená nízkou opakovací frekvencí.

Rušivá napětí (špičky) vznikající v intervalu tr (obr. 6), která odpovídají transformované rušivé složce napětí, složce vyvolané vířivými proudy, mohou při provozu způsobit nežádoucí nelinearity vstupních obvodů (např. nasycení zesilovače před vzorkovacím obvodem). Zkušenosti z praxe ukazují, že takto může dojít ke změnám úrovně užitečného signálu o až ±60 %.

Potlačení špiček např. omezením šíře pásma zesilovače dolní propustí je obtížné, jelikož se může zpomalit reakce průtokoměru.

Nejistoty dosahované při stejnosměrném impulsním buzení jsou v rozmezí 0,25 až 1 % z měřicího rozsahu za předpokladu, že vodivost proudící kapaliny je větší než 5 mS·cm–1.

(dokončení v příštím čísle)